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AOZ1014是一款高效、簡單易用的5A buck調節器

時間:2019-11-13, 來源:互聯網, 文章類別:元器件知識庫

特征

4.5V至16V工作輸入電壓范圍;高32 mΩ內部PFET開關;效率:高達95%;內部軟啟動;輸出電壓可調至0.8V;5A連續輸出電流;固定500kHz脈沖寬度調制操作;逐周電流限制;短路保護;熱關機;小型SO-8和DFN-8包裝。

應用

負載點dc/dc轉換;PCIe圖形卡;機頂盒;DVD驅動器和HDD;液晶面板;有線調制解調器;電信/網絡/數據通信設備。

一般說明

AOZ1014是一款高效、簡單易用的5A buck調節器。AOZ1014在4.5V到16V的輸入電壓下工作電壓范圍,并提供高達5A的連續輸出

輸出電壓可調至0.8V的電流。AOZ1014有SO-8和DFN-8兩種包裝,并且額定環境溫度范圍在-40°C至+85°C之間。

典型應用

詳細說明

AOZ1014是一個電流模式降壓穩壓器,集成了高側PMOS開關和低側自由旋轉肖特基二極管。它在4.5V到16V的輸入電壓范圍內工作,并提供高達5A的負載電流。占空比可以從6%調整到100%,允許輸出電壓范圍很寬。功能包括啟用控制、上電復位、輸入欠壓鎖定、固定內部軟啟動和熱關機。

AOZ1014有SO-8和熱增強DFN-8封裝。

啟用和軟啟動

AOZ1014具有內部軟啟動功能,以限制浪涌電流,并確保輸出電壓平穩上升到調節電壓。當輸入電壓上升到4.0V且EN引腳上的電壓高時,軟啟動過程開始。在軟起動過程中,輸出電壓在通常4ms內逐漸上升到調節電壓。

內部設置4ms軟啟動時間。

AOZ1014的EN引腳處于高激活狀態。如果未使用啟用功能,則將EN引腳連接至車輛識別號。將其拉至地面將禁用AOZ1014。不要讓它開著。EN引腳上的電壓必須高于2.0 V才能啟用AOZ1014。當EN引腳上的電壓低于0.6 V時,AOZ1014被禁用。如果應用電路要求禁用AOZ1014,則應使用開路漏極或開路集電極電路連接至EN引腳。

穩態運行

在穩態條件下,變換器以固定頻率和連續傳導模式工作(CCM)。

AOZ1014集成了一個內部P-MOSFET作為高壓側開關。電感電流是通過放大漏極到高壓側功率MOSFET源極的壓降來檢測的。輸出電壓由FB引腳處的外部分壓器降低。通過內部跨導誤差放大器放大FB管腳電壓與參考電壓的差。在PWM比較器輸入端,將顯示在COMP引腳上的誤差電壓與電感電流信號和斜坡補償信號之和的電流信號進行比較。如果電流信號小于錯誤電壓,則內部高壓側開關接通。電感電流從輸入通過電感流向輸出。當電流信號超過錯誤電壓時,高壓側開關斷開。電感電流通過外部肖特基二極管自由旋轉輸出。

AOZ1014使用P溝道MOSFET作為高壓側開關。它節省了通常在使用NMOS開關的電路中看到的引導電容。允許上開關100%開啟,實現線性調節運行方式。從V到V的最小電壓降是負載電流乘以MOSFET的直流電阻再加上buck電感的直流電阻。其計算公式如下:

其中,VoxMAX是最大輸出電壓;VIN是4.5V到16V之間的輸入電壓;IO是從0A到5A的輸出電流;RDS(ON)是內部的導通電阻MOSFET,值介于25mΩ和55mΩ,取決于輸入電壓和接頭溫度;電感直流電阻。

開關頻率

AOZ1014開關頻率是固定的,由內部振蕩器設置。由于器件的變化,實際開關頻率可以從350kHz到600kHz。

輸出電壓編程

輸出電壓可以通過反饋輸出到FB引腳和電阻分壓網絡來設置。在圖1所示的應用電路中。電阻分壓器網絡包括R和R。通常,設計是通過選取一個固定的R值并用下面的公式計算所需的R1開始的。

表1列出了最常用輸出電壓值的一些標準值R,R。

R1和R2的組合應足夠大,以避免從輸出端吸取過多的電流,這將導致功率損失。

由于開關占空比可以高達100%,最大輸出電壓可以設置為高輸入電壓減去上PMOS和電感器上的電壓降。

保護特性

AOZ1014具有多重保護功能,防止在異常情況下損壞系統電路。

過電流保護(OCP)

感應電感電流信號也用于過電流保護。由于AOZ1014采用峰值電流模式控制,所以COMP引腳電壓與峰值電感電流成正比。COMP pin電壓內部限制在0.4V和2.5V之間。電感的峰值電流是自動限制周期。

逐周電流限制閾值設置在6A和8A之間。當負載電流達到電流限制閾值時,逐周電流限制電路立即關閉高壓側開關以終止當前占空比。感應器電流停止上升。逐周限流保護直接限制電感峰值電流。由于峰值電感電流的限制,平均電感電流也受到限制。當觸發逐周電流限制電路時,輸出電壓隨著占空比的降低而下降。

AOZ1014具有內部短路保護,可在輸出短路條件下防止發生災難性故障。FB引腳電壓與輸出電壓成正比。當FB引腳電壓低于0.2V時,觸發短路保護電路。結果,轉換器被關閉,并且在等于正常開關頻率的1/8的頻率處打嗝。一旦短路情況消失,變頻器將通過軟啟動啟動。在短路保護模式下,電感的平均電流因其低干擾頻率而大大降低。

上電復位(POR)

上電復位電路監測輸入電壓。當輸入電壓超過4V時,變頻器開始工作。當輸入電壓降到3.7V以下時,變頻器將關閉。

熱保護

內部溫度傳感器監測接頭溫度。當結溫超過145℃時,關閉內控電路和高壓側PMOS,當結溫降至100℃時,調節器在軟啟動電路的控制下自動重啟。

應用程序信息

基本的AOZ1014應用電路如圖1所示。部件選擇說明如下。

輸入電容器

輸入電容器必須連接到AOZ1014的V引腳和PGND引腳,以保持穩定的輸入電壓并過濾掉脈沖輸入電流。輸入電容器的額定電壓必須大于最大輸入電壓和紋波電壓。

輸入波紋電壓可由以下方程近似:

由于buck變換器的輸入電流是不連續的,因此在選擇電容器時,輸入電容器上的電流應力是另一個需要考慮的問題。對于降壓電路,輸入電容電流的均方根值可通過以下公式計算:

如果m等于轉換比:

輸入電容器均方根電流和電壓轉換率之間的關系如下圖2所示。可以看出,當V為V的一半時,C的電流應力最大。C的最大電流應力為0.5·I。

為了可靠運行和最佳性能,輸入電容器的額定電流必須高于Iat的最壞工作條件。陶瓷電容器由于其低ESR和高紋波電流額定值而成為輸入電容器的首選。根據應用電路的不同,也可以使用其他低ESR鉭電容器。在選擇陶瓷電容器時,X5R或X7R型介電陶瓷電容器因其更好的溫度和電壓特性而成為首選。注意,電容器制造商的紋波電流額定值基于一定的使用壽命。實際設計要求可能需要進一步降低額定值。

感應器

電感器是用來提供恒定的電流輸出時,它是由一個開關電壓驅動。對于給定的輸入輸出電壓,電感和開關頻率共同決定了電感紋波電流,也就是,

電感電流峰值為:

高電感提供低電感紋波電流,但需要較大尺寸的電感以避免飽和。低紋波電流降低電感鐵心損耗。它還降低了通過電感和開關的均方根電流,從而減少了傳導損耗。通常,電感上的峰間紋波電流設計為輸出電流的20%到30%。

選擇電感器時,確保即使在最高工作溫度下也能處理峰值電流而不飽和。

電感接受降壓電路中的最高電流。電感器上的傳導損耗需要檢查是否符合熱效率要求。

Coilcraft、Elytone和Murata提供不同形狀和樣式的表面貼裝感應器。屏蔽電感體積小,輻射電磁干擾小。但它們的價格比無屏蔽電感器還高。選擇取決于電磁干擾要求、價格和尺寸。

下表列出了一些典型輸出電壓設計的電感。

輸出電容器

根據直流輸出電壓額定值、輸出紋波電壓規格和紋波電流額定值選擇輸出電容器。

所選擇的輸出電容器必須具有比包括紋波的最大期望輸出電壓更高的額定電壓規格。長期可靠性需要考慮降級。

輸出紋波電壓規格是選擇輸出電容器的另一個重要因素。在buck變換器電路中,輸出紋波電壓由電感值、開關頻率、輸出電容值和ESR決定。可通過以下公式計算:

其中C為輸出電容值,ESR為輸出電容的等效串聯電阻。

當采用低ESR陶瓷電容器作為輸出電容器時,電容器在開關頻率下的阻抗占主導地位。輸出紋波主要由電容值和電感紋波電流引起。輸出紋波電壓計算可簡化為:

當開關頻率的ESR阻抗占主導地位時,輸出紋波電壓主要由電容ESR和電感紋波電流決定。輸出紋波電壓計算可進一步簡化為:

為了降低整個工作溫度范圍內的輸出紋波電壓,建議使用X5R或X7R介質型陶瓷或其他低ESR鉭作為輸出電容器。

在buck變換器中,輸出電容電流是連續的。輸出電容器的均方根電流由電感的峰間紋波電流決定。計算方法如下:

通常,由于低電流應力,輸出電容器的紋波電流額定值是一個較小的問題。當降壓電感選擇很小,電感紋波電流較大時,輸出電容會產生過應力。

回路補償

AOZ1014采用峰值電流模式控制,使用方便,瞬態響應快。峰值電流模式控制消除了輸出L&C濾波器的雙極效應。大大簡化了補償回路的設計。

采用峰值電流模式控制,buck功率級在頻域上可以簡化為一極一零系統。極點是主極點,可通過以下公式計算:

由于輸出電容及其ESR,零點是ESR零點。其計算方法如下:

其中,CO是輸出濾波電容器;RL為負載電阻值;ESRCO是輸出電容器。

補償設計實際上是通過改變變換器的閉環傳遞函數來獲得期望的增益和相位。AOZ1014可以使用幾種不同類型的補償網絡。在大多數情況下,連接到COMP管腳的串聯電容和電阻網絡設置極零點,足以實現穩定的高帶寬控制回路。

在AOZ1014中,FB管腳和COMP管腳是內部跨導誤差放大器的逆變輸入和輸出。連接到COMP的串聯R和C補償網絡提供一極和一零。

桿子是:

其中,GEA是誤差放大器跨導,為200•10-6 A/V;GVEA是誤差放大器的電壓增益,500伏/伏;CC為補償電容器。

外部補償網絡電容器C和電阻器R給出的零點位于:

為了設計補償電路,必須選擇目標交叉頻率f作為閉環。系統交叉頻率是控制回路具有單位增益的地方。交叉頻率也稱為轉換器帶寬。通常,較高的帶寬意味著對負載瞬態的更快響應。但是,考慮到系統的穩定性,帶寬不應該太高。在設計補償回路時,必須考慮變換器在所有線路和負載條件下的穩定性。

通常,建議將帶寬設置為小于開關頻率的1/10。AOZ1014在350kHz至600kHz的固定開關頻率范圍內工作。建議選擇小于30kHz的交叉頻率。

選擇R和C的策略是用R設置交叉頻率,用C設置補償器零。用選擇的交叉頻率f計算R:

其中,fC是期望的交叉頻率;VFB為0.8V;GEA是誤差放大器跨導,為200•10-6 A/V;GCS是電流檢測電路跨導,為9.02 A/V。

補償電容器C和電阻R一起構成零。這個零點放在靠近主極點f的地方,但低于所選交叉頻率的1/5。C可以通過以下方式選擇:

上述方程式也可簡化為:

可在上找到一個易于使用的應用軟件,該軟件有助于設計和模擬補償回路。

熱管理和布局考慮在AOZ1014降壓調節器電路中,高脈沖電流流過兩個電路回路。第一個回路從輸入電容開始,到車輛識別號引腳,到LX引腳,到濾波電感,到輸出電容和負載,然后通過接地返回到輸入電容。當高壓側開關接通時,電流在第一個回路中流動。第二個回路從電感開始,到輸出電容和負載,到肖特基二極管的陽極,到肖特基二極管的陰極。當低壓側二極管打開時,電流在第二個回路中流動。

在PCB版圖中,最小化兩個回路的面積可以降低電路的噪聲,提高效率。強烈建議使用接地平面連接AOZ1014的輸入電容器、輸出電容器和PGND引腳。

在AOZ1014降壓調節器電路中,主要的功率耗散元件是AOZ1014、肖特基二極管和輸出電感。變換器電路的總功耗可以用輸入功率減去輸出功率來測量。

Schottky的功率耗散可以近似為:

其中VFW_Schottky是肖特基二極管正向壓降。電感器的功耗可以近似地由電感的輸出電流和DCR來計算。

實際結溫可用AOZ1014中的功耗和結到環境的熱阻抗計算。

最大結溫為150℃,限制了最大負載電流能力。請參閱AZZ1014在不同環境溫度下的最大負載電流的熱額定曲線。

AOZ1014的熱性能受PCB版圖的影響很大。在設計過程中,用戶應格外小心,以確保集成電路在推薦的環境條件下工作。

AOZ1014A是標準的SO-8包裝。AOZ1014D是一個熱增強DFN封裝,它利用底部暴露的熱墊將熱量傳播到PCB金屬上。為了獲得最佳的電氣和熱性能,下面列出了一些布局提示。下面的圖3演示了AOZ1014A的PCB布局示例。下面的圖4演示了AOZ1014D的PCB布局示例。

1、不要使用到車輛識別號(VIN)和PGND引腳的散熱連接。傾倒最大的銅面積的PGND引腳和VIN引腳,以幫助散熱。

2、輸入電容器應盡可能地連接到車輛識別號引腳和PGND引腳。

3、首選地平面。如果不使用接地平面,則將PGND與AGND分開,并僅在一個點連接它們,以避免PGND引腳噪聲耦合到AGND引腳。

4、使從LX引腳到L到Co到PGND的電流軌跡盡可能短。

5、在所有未使用的電路板區域上澆注銅平面,并將其連接到穩定的直流節點,如VIN、GND或VOUT。

6、兩個LX引腳連接到內部PFET漏極。它們是低電阻的熱傳導路徑和噪聲最大的開關節點。將一個銅平面連接到LX引腳以幫助散熱。這個銅平面不應該太大,否則開關噪聲可能會耦合到電路的其他部分。

7、保持敏感信號跟蹤遠離LX管腳。

8、對于DFN封裝,熱墊必須焊接到PCB金屬上。當使用多層PCB時,應在熱墊上放置4到6個熱通孔,并與其他層的PCB金屬連接,以幫助散熱。




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